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在众多电源应用例如电压和电流中宽工作范围负载不可或缺。LED 照明和电池充电应用可作为典型 示例。凭借本身高效和用户友好型基波分析法 (FHA) 设计LLC 拓扑结构备受青睐。但也存在负载电流范围变宽时电压工作范围受限等缺点。此外尽管在串联谐振工作点附近采用 FHA 方法进行分析十分精确但当负载范围电压和电流明显变宽时可能就会失效。
作为另一种负载谐振拓扑结构LCC 可用于宽范围负载工作的替代解决方案。但是LCC 拓扑结构的设计和简单的 LLC 结构不同因为 LCC 很少在串联谐振点附近工作整个电路可实现线性化。因此采用FHA 方法会导致精度不够从而需要在谐振回路的迭代优化上花费更多的设计时间和精力。
先说结论
LCC优点
~由于电流源特性类似电压范围更宽。
~在相同的频率范围内负载电流范围更宽这意味着具有宽输出电压的 LED 驱动器可在不使用突发模式的情况下深度调光,在一些室内电源调光深度可达0.1%。
~变压器不需要磨气隙节约成本
~抗输出短路的稳健性
~对寄生电容的抗扰性 LCC因为有Cp并联在变压器绕组上对寄生电容不敏感
~更容易集成变压器设计
LCC缺点
~通常比LLC需要更大的谐振电感
~强制性输出 OVP
~轻负载损失高于 LLC
~需要使用额外的并联谐振电容器
1基波分析法
基于 FHA
[1]
分析负载谐振转换器如
LLC
和
LCC
是最受欢迎的一种方法。假设电路仅在基波向输出端输送功率的点附近运行。例如当 LLC/LCC
转换器在其串联谐振频率
f
R
附近工作时假设有效串联谐振电容
C
S
和串联谐振电感
L
S
形成该频率见
图
。在此
V
i
是
HB
拓扑结构中母线电压的一半等于全桥
(FB) 拓扑结构中的母线电压。在 f
R
处输入电流
i
in
为正弦状与方波
v
in
的输入电压同相。并联谐振阻抗
Z
P
上的电压 v
o
为方形状流向输出整流器的电流
i
o
为正弦状与
v
o
同相。基于
LLC
拓扑结构和
LCC
拓扑结构阻抗 Z
P
可分为电感
L
P
或
C
P
。在此隔离变压器可忽略不计因此次级侧的各个组件和初级侧相同。值得注意的是如果忽略 HB
零电压开关
(ZVS)
所需的死区时间则输出二极管在此工作点上持续导通。总之获得准确 FHA
的先决条件是
~谐振回路的正弦输入电流与输入方波电压同相
~输出二极管持续导通
当工作点远离
f
R
时这种方法的准确性有限。随着负载范围变宽此情况还会而出现但仍然可用来定性描述 LLC
或
LCC
以便快速、直接地了解拓扑结构的特性。
在 FHA
假设下可线性化
LLC/LCC
电路负载等效为与
Z
P
并联的电阻
R
e
。等效电路如下
图
所示。因为只有基波向输出端输送功率所以可用交流信号来分析电路。负载电阻 R
o
可参考初级侧的
R
e
值其产生的功率与实际负载 R
o
相同。其数值计算方法为
其中 nTR 是变压器初级侧与次级侧的匝数比。等效交流电路如下图 所示。
因为输入和输出信号都是从方波转换为纯正弦信号所以从输入到输出的直流电压增益 GV.DC 等于交流电压增益可通过以下方式计算
注意vo.sin 必须滞后于 vin.sin以便获得 MOSFET 的 ZVS。表 1 提供 LLC 和 LCC 的 GV 值。Re 归一化负载电流定义如下
是串联谐振元件的特征阻抗 ZeVI 是半母线电压 (VBUS/2)
通过品质因数
Q
e
描述电压增益和归一化负载电流品质因数
Q
e
是指两个谐振频率
f
HL
与归一化开关频率
f
n之间的频率比值。不同于在 LLC
情况下使用两个谐振电感之间比率的
FHA
方法使用
f
HL
术语可帮助我们更容易地理解电压增益扫描曲线。下一章说明基于 FHA
方法的
LLC
和
LCC
转换器
2拓扑结构比较
利用上述 FHA 方法说明 LLC 和 LCC 转换器的本质区别。包括工作范围、负载故障反应、电压增益、源极类型、寄生敏感度等问题。
2.1软开关范围
LLC 和 LCC 都可通过软开关操作——即初级侧 MOSFET ZVS 和输出二极管 ZCS。
图
6 显示了两种拓扑在开关频率x 轴和不同
Q
e 或
R
e 曲线下的电压增益曲线。在此所有曲线的
Z
e 值相同两图中颜色相同的曲线具有相同的
R
e 值。等高线的外侧曲线
Q
e 较低换言之较高的
R
e 意味着较低的负载功率。
当在负载电流
i
o 落后
v
in 的感性区浅绿色区域工作时LLC 和 LCC 可实现软开关因而具有高效率、高可靠性和良好的 EMI 性能
LLC 的软开关区域分为两部分一部分在 LLC 串联谐振频率
f
RH.LLC 以下另一部分在其以上。有趣的是从
f
RH.LLC 上方的绿色区域可看出当
R
e 升高时即使频率大大提高增益曲线也不会明显下降。因此当指定的负载电流范围较宽时不建议在这个区域工作。
2.5. 节中说明另一个重要原因。同时软开关领域的 LCC 情况并非如此。这是因为随着频率的提高LCC 并联谐振电容
C
p 上的电压迅速降低所以负载电流迅速下降。
2.2 负载故障后果
来看看当负载短路或者开路时
LLC
和
LCC
的反应。
当负载短路时电压增益
G
V
急剧下降。如果控制回路响应较慢控制带宽通常在
kHz
水平左右
LLC
可能会落入硬开关区域。但在这种情况下LCC
不会失去
ZVS
因为
LCC
可保持
ZVS
直到增益下降为
0
与负载短路前的负载电流位置无关。
图
6b
中可看到上述示例。
换言之当负载断开时
R
e
飙升
LLC
的输出电压不会急剧升高但
LCC
的输出电压会升高。此外当电压增益跳变时LCC
可能会进入硬开关区。因此
LCC
绝对需要一个输出
OVP
。
ICL5102
配备一个
OVP引脚可通过耦合次级侧辅助绕组来感应输出电压从而快速保护输出 OVP
。输出
OVP
对于
SELV
级照明镇流器很重要输出电压严格低于 60 V
2.2.3 电压增益范围和频率范围
从
图
6
和
图
7
中都可查看电压增益曲线。为了便于比较
Z
e
值相同相同颜色的曲线代表相同的
R
e
值
f
RH.LLC
=
f
RH.LCC
LLC
和
LCC
图中的
f
HL
值相同。由此可看出尽管在相同的负载
R
e
下最大电压增益几乎相同但在相同的频率范围 (
Δ
f
)
内
LCC
拓扑结构的最小电压增益小于
LLC
。原因是
LLC
频率一旦超过其串联谐振频率 f
RH.LLC
在高负载电阻下电压增益曲线往往会变得更加平缓。这显示了纯串联谐振转换器的典型特性。同时LCC
在并联谐振频率附近工作时可获得更灵活的电压增益。因此在相同的频率范围和负载范围内LCC
可覆盖较宽的电压范围换言之
LCC
更加适用于宽负载电压工作范围扩大 LLC
电压增益范围的方法有很多。在不增加额外谐振元件或改变
HB
结构中
50%
占空比的情况下降低
f
RL.LLC
和
f
RH.LLC
之间的比率——换言之降低
L
P
/L
S
的比率是
[3]
中一种常见的解决方案。然而这样会导致磁化电流无功功率变大变压器绕组和 MOSFET
中的传导损耗更高。因此在进行
LLC
的优化设计
时需要在效率和电压增益范围之间做出权衡
然而在输入和输出电压固定的应用中可在串联谐振点
f
RH.LLC
上设计
LLC
。此时
LLC
的效率最高且其在不同负载下的工作频率不变有利于 EMI
滤波器的设计。
2.2.4
电压源和电流源比较
为什么
LLC
和
LCC
的表现大相径庭让我们看看谐振回路的另一种状态。使用
表
1
中的
J
norm
方程
图
8
中绘制了两种拓扑结构的归一化负载电流上图以及电压增益下图。由此可看出无需考虑负载电阻LCC
负载电流在较高的谐振频率
f
RH.LCC
处收敛这表示
L
S
、
C
S
和
C
P
三个元件之间并联谐振。就这一点而言LCC
更像一个刚性电流源。另一方面
f
RH.LLC
处的
LLC
更像一个电压源。
可通过戴维南和诺顿电路变换来进行说明如
图
9
所示。众所周知在串联谐振频率
(
f
RH.LLC
)
处
C
S
和
L
S
串联的阻抗为零因此无论负载 R
e
大小如何都可直接视为戴维南等效电路中所示的电压源
图
9a
。在这个恒定电压 (CV)
点上可设计一个带有
CV
输出的低成本
PSR LLC
适用于输入电压稳定且对输出电压的精度和纹波要求不高的应用。
当在并联谐振频率 (
f
RH.LCC
)
附近工作时借助诺顿等效电路
图
9b
更容易理解
LCC
。在
f
RH.LCC
处谐振回路的阻抗无限大。因此等效电流源可完全对负载进行馈电其电流值几乎与负载无关。此处称为恒流(CC) 点。这就是为什么
LCC
可支持更宽的输出范围。利用这一特性我们可为不可调光照明应用设计一款低成本 PSR LCC
见
5.3
节。关键的设计挑战在于如何在开环控制方案中将输出电流分布控制在一个可接受的范围内。
在
图
8
的归一化负载电流图中可发现另一个重要特征——在相同的频率范围内
LCC
可处理更高的负载电流。经验表明当指定宽输出电压范围时LLC
必须在轻负载条件下进入突发模式。这在照明应用中并不适用因为诱发的低频电流纹波会影响照明质量而且潜在的音频噪声也难以解决。大型 OEM
照明客户应尽量避免使用突发模式进行深度调光。因此LCC
非常适用于宽输出电压和电流范围应用。
2.2.5 寄生电容灵敏度
谐振电路中的寄生元件会引发额外的谐振使电路偏离理想的工作状态。最显著的寄生现象是存在于变压器绕组和输出半导体中的杂散电容如输出二极管或同步整流 (SR) 结构中的
MOSFET
。这些电容可集中成一个电容器与变压器的磁化电感 L
P
并联。
图 10
显示了包含和不包含寄生电容的
LLC
电压增益曲线。从
图
10a
中可看出随着负载电阻的增大轻负载工作和工作频率的提高寄生电容可明显提高电压增益。这不仅导致需要通过进一步扩展频率以获得相同的电压增益更严重的是拓扑结构进入硬开关和控制不稳定状态。因此对于宽负载范围的 LLC
转换器建议在规定的负载电流和最小电压情况下将频率设置为接近串联谐振点 (
f
RH.LLC
)
的位置
另一方面这种寄生电容对 LCC
的设计和运行影响不大。如果将其并联谐振电容
C
P
置于次级侧的变压器端子上则寄生电容基本可与 C
P
合并。由于寄生电容值很小所以其影响微不足道。
2.2.6 集成变压器结构
采用分立谐振电感器可使 LCC
回路设计拥有更大的自由度利用变压器漏电感作为串联电感有助于减少系统尺寸/BOM
成本简化库存管理。
LLC 和
LCC
集成变压器的结构不同。
图
11
显示了集成变压器对称结构的一半。在此初级和次级绕组使用利兹线。初级和次级绕组通常被放置在线架的不同位置从而获得足够的漏电感。
一旦根据设计原理、额定电流等确定了导线类型和绕组匝数就需要调整两个绕组部分之间的距离
图
11
中的 L
bg
以获得适当的漏电感。这对
LLC
和
LCC
来说都一样。
与漏电感相比LLC
变压器的磁化电感有限因此必须在中间铁芯腿上建立气隙
图
11
中的
L
ag
用来控制
L
P
值。同时这种气隙对于
LCC
变压器来说并非绝对必要的因素因为其磁化电感远远大于漏电感。这意
味着
LCC
变压器的制造更容易且更便宜。此外在
LLC
集成变压器中气隙周围的边缘场所引起的绕组损耗也是一个问题但 LCC
中不存在这种问题。
需要注意的是一旦使用集成变压器设计人员只能将并联谐振电容
C
P
放置在变压器次级侧。对于
LV
输出应用来说由于额定电压较小这通常会降低电容成本。
2.2.7 轻负载损耗
在轻负载情况下如果系统没有进入突发模式工作频率越高两种转换器的铁芯损耗就越高。同时LCC 仍需对
C
P
进行充电直至达到相同的输出电压。这意味着轻负载条件下的循环能量增加并将进一步降低系统效率。因此对于轻负载条件下需要高系统效率的应用不建议使用持续工作的 LCC
。